Ru Web

Усилитель имеет не совсем обычную структуру. В обоих плечах мощного двухтактного каскада автор применил IGBT — биполярные транзисторы с изолированным затвором, комбинированные полупроводниковые приборы с одинаковой структурой. Номинальная выходная мощность 300 Вт достигнута при использовании всего восьми транзисторов, а коэффициент гармоник в полосе 34 не превышает 0,006 %.
Подобная схема усилителя может быть использована для управления мощными полевыми транзисторами с изолированным затвором и каналом п-типа.

При создании усилителей большой мощности в выходном каскаде приходится параллельно включать специально подобранные и согласованные группы транзисторов, что заметно усложняет и удорожает изготовление усилителя. Гораздо проще и дешевле использовать в этом каскаде лидеров по коэффициенту усиления и мощности — биполярные транзисторы с изолированным затвором (IGBT), хотя многие считают, что такие транзисторы могут работать только в переключательных режимах. К тому же среди них практически нет комплементарных пар.
В настоящее время сложилось устойчивое мнение, что только каскады с симметричным выходом на комплементарных транзисторах способны обеспечить высокие параметры УМЗЧ. Это происходит из-за того, что практически все они повторяют топологию, разработанную Лином на фирме RCA еще в 1956 г., — входной дифференциальный каскад (преобразователь напряжения в ток), второй каскад усиления напряжения (преобразователь тока в напряжение), выходной двухтактный каскад — усилитель тока. Но эта структура далеко не оптимальна, если одно из плеч выходного каскада построено по схеме Шиклаи, как это бывает при конструировании УМЗЧ с мощными транзисторами одинаковой структуры.

Главная проблема усилителя с выходным каскадом на транзисторах одной структуры — это потенциальная неустойчивость, порождаемая тем, что частотно-фазовые характеристики плеч выходного каскада существенно различаются из-за разных схем включения транзисторов. Дополнительная коррекция снижает общую частоту среза УМЗЧ и приводит в итоге к повышению искажений [1]. Тем не менее подобные каскады широко используются и в мощных микросхемах УМЗЧ в силу дешевизны производства. Конечно, среди биполярных транзисторов комплементарных пар достаточно много, и трудности возникают только с подбором пар комплементарных транзисторов группы IGBT, привлекательность использования которых очевидна. Это сдерживает применение таких транзисторов, при их неоспоримых преимуществах перед биполярными и полевыми транзисторами.

Существуют мостовые схемы мощных каскадов, в которых не требуютсякомплементарные пары транзисторов. Но они довольно сложны, и в них труднее использовать эффективную обратную связь. В результате мостовые схемы не получили широкого распространения, кроме как в автомагнитолах, где их используют из-за ограниченного напряжения питания.
Рассмотрим несимметричный двухтактный выходной каскад на IGBT (рис. 1), где верхний транзистор включен по схеме с общим коллектором (как усилитель тока), а нижний транзистор —

по схеме с общим эмиттером. Зависимость выходного напряжения U„ от тока управления 1и для транзистора VT1: U„ = ln(1+R3-S)-R„, а для нижнего транзистора — U„ = ln-R3-S-R„, где R3 — сопротивление резистора в цепи затвора; S — крутизна транзистора; RH — сопротивление нагрузки. Можно заметить, что эти зависимости выходного напряжения очень близки, поэтому при равном значении произведения крутизны и сопротивления резисторов в цепи затвора (R1, R2) выходной каскад практически симметричен. Но симметрия и линейность — это разные свойства, и замечательное свойство этой схемы в том, что различие крутизны транзисторов можно компенсировать подбором резисторов. Такая симметрия недостижима для комплементарных полевых транзисторов. Различие крутизны у таких пар полевых транзисторов достигает 300 %, примерно такая же разница и в их входной емкости.

Конечно, симметрия высока только на низких частотах, к которым относятся
и звуковые частоты. Задача состоит в том, чтобы построить схему с сохранением симметрии в наиболее широком диапазоне частот. И здесь структура схемы Лина уже не является оптимальной.
Недостаток каскада по схеме на рис. 1 заключается втом, что для каждого плеча требуется свой генератор сигнала, и в результате возникают трудности с обеспечением термостабильности тока покоя каскада. Гораздо удобнее схема возбуждения каскада на рис. 2. Привлекательность ее в том, что теперь не требуются два источника сигнала, и управление таким каскадом гораздо проще. Более того, источник стабильного тока GI1 совместно с управляемым источником тока GI2 участвуют в распределении тока, управляющего противофазным изменением напряжения на резисторах в цепи затворов мощных транзисторов. Так реализуется двухтактный режим работы каскада, а термостабилизация его режима достигается изменением значения тока только одного источника.

Построение выходного каскада на транзисторах одинаковой структуры по предлагаемой схеме примечательно простотой, особенно при большой выходной мощности усилителя (более 100 Вт), когда IGBT имеют ряд преимуществ перед биполярными и полевыми транзисторами. К тому же, по мнению разработчиков фирмы PLINIUS, звучание с усилителями на транзисторах п-р-п структуры лучше, чем на транзисторах p-n-р структуры, и в дорогих моделях они предпочитают асимметричный выходной каскад [2]. Объясняют это тем, что транзисторы n-p-п структуры более линейны и имеют лучшие частотные свойства, а также больший коэффициент усиления.
Для эффективного использования IGBT и предлагается новая структура каскадов УМЗЧ [3] — входной “каскод-ный” усилитель напряжения, далее фазоинверсный каскад с эмиттерной связью и, наконец, двухтактный выходной каскад с транзисторами одинаковой структуры. Эта схема с вспомогательными цепями для обеспечения режимов усилительных приборов показана на рис. 3. Такая структура создает короткий путь прохождения сигнала к мощному транзистору (VT6) плеча, которое имеет худшие частотные свойства. В сущности, получился выходной каскад с большим коэффициентом усиления по напряжению и току.

Рассмотрим схему на рис. 3 подробнее. Входной сигнал через резистор R1, определяющий входное сопротивление усилителя, поступает на базу транзистора VT1. Небольшое напряжение на транзисторе VT1 позволяет использовать на входе низковольтный малошу-мящий транзистор, а транзистор VT2 должен быть относительно высоковольтным. При перегрузке входным сигналом рост тока VT1 ограничен резистором R3, что защищает транзисторы VT1 и VT2 от пробоя.
Использование дифференциального усилителя вместо каскодного приведет к уменьшению крутизны входного каскада в два раза и увеличению шума входного каскада на 2 дБ, а также к отказу от параллельной ООС.

Появится необходимость в подборе пары входных транзисторов.
С выхода каскодного усилителя сигнал поступает на фазоинверсный каскад на транзисторах VT3, VT4 с источником стабильного тока GI1. Напряжение между базами транзисторов VT3, VT4 управляет током их коллекторов. В результате перераспределения тока от источника GI1 между коллектором VT3 и нагрузкой каскада в виде резистора R7 происходит противофазное управление мощными транзисторами выходного каскада. Выбор подходящего дешевого высоковольтного транзистора п-р-п структуры не вызывает проблем, а транзистор VT4 — низковольтный р-п-р структуры из серий высокочастотных транзисторов широкого применения.
В качестве VT1—VT4 полевые транзисторы использовать нецелесообразно, так как они имеют меньшую крутизну, чем биполярные транзисторы, что сказывается на снижении глубины общей ООС и линейности усилителя в целом.
С целью увеличения максимальной амплитуды напряжения для полупериодов плюсовой полярности введена вольтдобавка в виде цепи R6C1. Стабилитрон VD1 компенсирует остаточное падение напряжения на транзисторах VT3, VT4 в полупериоды минусовой полярности.
Применение параллельной ООС вместо более распространенной последовательной делает усилитель менее чувствительным (в части линейности) к изменению сопротивления источника сигнала. Так, при его увеличении нелинейные искажения усилителя не возрастают, как это происходит при использовании последовательной ООС [4].
Замечательным свойством усилителя является естественное ограничение максимального выходного тока. Напряжение на резисторах R5, R7 может максимально принимать только удвоенное значение от первоначального, и выбором сопротивления эмиттерных резисторов R8, R9 можно ограничить максимальный ток транзисторов, рассчитав его по формуле
Imax (2UHa4 ~~ Umax)/ Rai

где U„a4 — напряжение затвор—эмиттер транзисторов VT5, VT6, при котором через транзисторы течет заданный начальный ток; Umax — напряжение затвор—эмиттер транзисторов VT5, VT6 при протекании через них максимального тока; R3 — сопротивление резисторов R8, R9.

Благодаря тому что максимальное напряжение на резисторах R5, R7 не превышает удвоенного значения начального (например, если изи нач = 4 В, то изи max = 8 В), нет смысла устанавливать защиту затворов от перенапряжения. Так как токи всех приборов усилителя ограничены, нет необходимости в дополнительных узлах защиты каскадов, что заметно упрощает усилитель.

Вариант практической схемы мощного УМЗЧ приведен на рис. 4.

Технические характеристики

Максимальная выходная мощность, Вт, при R„ = 4 Ом, Кг= 10%, F= 1 кГц…………420
Скорость нарастания выходного напряжения, В/мкс…….110
Номинальное входное напряжение, В………………1,5
Коэффициент нелинейных искажений при РВЬ1Х = 300 Вт, R„ = 4 Ом
на частоте 1 кГц, %……..0,003
на частоте 20 кГц, %…….0,006
Отношение сигнал/шум, дБ, (невзвешенное в полосе 1…22 кГц) ………………-106
Максимальный выходной ток, А …..22

Как видно из приведенных параметров, описываемый усилитель не уступает лучшим усилителям с симметричной структурой, и такая высокая выходная мощность реализована всего на восьми транзисторах! Неплохой результат при затратах на комплектующие менее 10 долл. США, с учетом того, что не нужен подбор транзисторов. И вообще, усилитель, по мнению автора, является одним из лучших по соотношению затраты/качество, так как стоимость IGBT близка к стоимости мощных полевых транзисторов.
Наиболее подробно особенности работы УМЗЧ возможно описать по полной схеме следующим образом. Входной сигнал через цепь С1R1, задающую нижнюю граничную частоту и входное сопротивление, поступает на базу транзистора VT1. В качестве входного выбран СВЧ транзистор КТ368А (для быстрого выхода из насыщения после перегрузки при ограничении выходного сигнала). На базу этого же транзистора поступает сигнал обратной связи через цепь C2R3.
Цепь C3R2R4R7 предназначена для установки нулевого напряжения смещения на выходе усилителя. Так как под-строечный резистор (R7) со временем может изменить сопротивление, вместо него лучше установить подобранный при настройке постоянный резистор. Диоды VD2 и HL1 задают смещение на базу транзистора VT2 и одновременно осуществляют термокомпенсацию напряжения на выходе усилителя за счет одинаковых тепловых коэффициентов транзистора VT1 и диода VD2 (он же задает напряжение смещения по цепи R2R4R7).
Конденсатор С4 осуществляет частотную коррекцию входного каскада. С коллектора VT1 сигнал через VT2 поступает на базу эмиттерного повторителя на транзисторе VT3. Его задача — повышение входного сопротивления, а также подавление эффекта Миллера и ускорение закрывания транзистора VT5. Стабилитрон VD3 увеличивает напряжение питания для VT3 и тем ускоряет закрывание транзисторов VT4, VT5.
С эмиттера VT3 сигнал поступает на фазоинверсный каскад (дифференциальный каскад последовательного баланса на транзисторах VT4, VT5), второй вход которого на звуковых частотах имеет фиксированный потенциал. Цепь L1R13 осуществляет частотную коррекцию этого каскада. С коллектора транзистора VT5 сигнал поступает на затвор выходного транзистора нижнего плеча. С коллектора транзистора VT4 аналогичный, но противофазный сигнал поступает через стабилитрон VD7 на затвор выходного транзистора верхнего плеча.
Цепь R11С7 на втором входе дифференциального каскада осуществляет местную коррекцию выходного каскада, повышающую устойчивость усилителя в режиме ограничения. Цепи C10R22 и L2R24 повышают устойчивость усилителя при изменении сопротивления нагрузки и при ее емкостном характере.
Диод VD8 уменьшает в два раза тепловую мощность, рассеиваемую на резисторе R20, за счет того, что по нему течет только ток зарядки конденсатора С8.
Ток покоя выходного каскада, равный 0,2 А, выставляют подстроечным резистором R17. Для термостабилизации тока покоя УМЗЧ диоды VD5 и VD6 устанавливают на теплоотвод рядом с выходными транзисторами. Транзисторы VT4, VT6 снабжают небольшими пластиночными теплоотводами, так как рассеиваемая ими мощность достигает 0,8 Вт. Светодиод HL2 используется для задания смещения источника тока на транзисторе VT6 и одновременно для индикации включения усилителя.
Выходные транзисторы целесообразно установить на общем теплоотво-де площадью не менее 3000 см2. Применение вентилятора позволяет резко сократить его размеры, что заметно уменьшит габариты и вес усилителя.
При первом включении усилителя для защиты выходных транзисторов резисторы R19 и R23 рекомендуется заменить более высокоомными (до 3…10 Ом). После проверки напряжения на затворах можно установить указанные на схеме сопротивлением 0,1 Ом и выставить ток покоя выходного каскада (для используемых IGBT току 200 мА соответствует напряжение смещения U33 = 5,7 В).
Требования к монтажу усилителя подробно описаны в многочисленных работах и статьях, и для получения достойного результата ими нельзя пренебрегать. Следует раздельно провести слаботочные и сильноточные шины питания. Общие провода сигнальных цепей и питания разделяют, соединяя их в одной точке только подводкой “звездой”. Полезно применять экраны для входных и слаботочных цепей. Здесь наиболее важно общую шину входного сигнала соединить непосредственно с эмиттером VT1, чтобы по ней не текли посторонние токи, создающие наведенные искажения. Соединения выводов выходных транзисторов с платой необходимо выполнять по возможности короткими. Мощные транзисторы желательно установить на теплоотводы через прокладки из окиси бериллия для уменьшения емкостной паразитной связи.
Как видно из полной схемы (рис. 4), в усилителе применена довольно сложная коррекция АЧХ (четыре конденсатора и дроссель, не считая резисторов). Это небольшая плата за то, чтобы несимметричная структура каскадов вела себя не хуже симметричной (с комплементарными приборами) и получить высокую устойчивость усилителя в зоне ограничения. Можно сказать, что первая проблема достижения малых искажений после выбора структурной схемы — это проблема выбора коррекции АЧХ усилителя, обеспечивающей необходимый запас устойчивости усилителя при большом изменении выходных токов и напряжений при минимальной фазовой задержке в рабочем диапазоне частот. В большинстве случаев именно коррекция становится определяющей, сводя на нет достоинства многих схем.
Разработчик всегда находится перед дилеммой — увеличить ли глубину общей ООС для улучшения линейности усилителя или уменьшить ее, чтобы увеличить запас устойчивости, который необходим, если сопротивление АС имеет сложный характер. И если усилители “звучат” по-разному, в большой степени это связано с запасом устойчивости, который очень заметно проявляется на больших уровнях [5]. Именно поэтому УМЗЧ с “простыми” схемами часто показывают лучшие результаты, чем имеющие сложную (часто на микросхемах) структуру. А каждый новый каскад должен вводиться после тщательных испытаний эффективности новых элементов. Тем более, что увеличение глубины ООС в большинстве случаев не дает желаемого результата, а лишь уменьшает запас устойчивости. И тут на первый план выходит правильная оценка критериев линейности и динамической устойчивости усилителя, которые, в свою очередь, зависят от грамотной коррекции. Причем грамотная коррекция должна минимизировать фазовую задержку в рабочем диапазоне частот, не ухудшая общую устойчивость. Часто гораздо эффективней хорошая коррекция, чем новый каскад.
Конечно, выбранный способ установки нуля на выходе усилителя далеко не лучший, и он привлекателен лишь своей простотой. На выходе УМЗЧ может возникать “плавающее” смещение до нескольких десятков милливольт, но оно не сказывается заметно ни на звуке, ни на рабочей точке выходных транзисторов. Для уменьшения нестабильности “нуля” полезно ввести узел слежения на прецизионной микросхеме, пусть это и усложнит усилитель.
Примененные транзисторы IRG4PC30W недороги — они имеют заметную нелинейность на начальном участке и большую входную емкость. Если проверить весь ряд IGBT, предлагаемых изготовителями, то наверняка можно найти приборы с большей линейностью и меньшей входной емкостью. У автора не было возможности провести такую работу. С предложенными транзисторами можно улучшить линейность в два раза увеличением тока покоя до 0,5 А,но это потребует увеличения площади теплоотвода.
В заключение хочу отметить, что если нет потребности в большой мощности усилителя, то вполне можно использовать на выходе вместо IGBT дешевые полевые транзисторы средней мощности с изолированным затвором и каналом n-типа, линейность которых заметно выше. Усилитель получит более высокую линейность, при этом надо только подобрать резисторы для другого начального напряжения. Уменьшенный по мощности аналог УМЗЧ на полевых транзисторах, соответствующий приведенной здесь схеме, успешно эксплуатируется автором в течение шести лет, доставляя массу приятных минут при прослушивании в домашних условиях разного рода музыкальных программ.

ЛИТЕРАТУРА
1 – Данилов А. А. Прецизионные усилители низкой частоты. — М.: Горячая линия. — Телеком, 2004.
2. Козырев В. Усилители “Krell KAV-4-xi”, “Audio Analogue Maestro”, “Plinius 9200″. — Аудио Магазин, 2003, № 6, с. 71, 72.
3. Заявка № 2006111922/09 (012973) от 10.04.2006.
4. Douglas Self. Amplifier Input Currents. — Electronics World, may 2003.
5. Витушкин А., Телеснин В. Устойчивость усилителя и естественность звучания. — Радио, 1980, № 7, с. 36, 37.